Une bonne isolation inter-canaux est essentielle au maintien des performances des circuits intégrés de formation de faisceaux (BFIC). Dans les applications à réseau phasé, les réglages de gain inter-canaux peuvent varier considérablement pour obtenir la réduction et l'atténuation des lobes secondaires souhaitées (une différence de 30 dB est courante). Comme indiqué dans la première partie, les BFIC modernes possèdent généralement plusieurs chemins RF parallèles sur puce, connectés à des broches situées sur le même bord et/ou coin du boîtier, souvent avec toutes les entrées (ou sorties) également situées sur le même bord. Le défi consiste donc à acheminer les multiples lignes RF vers et depuis ces broches rapprochées sur les cartes de circuits imprimés (PCB) tout en maintenant une isolation suffisante entre les lignes.
La deuxième partie de cette série d'articles analyse l'influence du niveau d'isolation entre les lignes de transmission sur les performances des BFIC, fournit des recommandations générales pour le choix de la topologie de ligne de transmission optimale en fonction des exigences d'isolation de l'application et de la géométrie des BFIC, et explique la meilleure façon de répartir les lignes de transmission rapprochées à proximité du BFIC. Cet article donne les dimensions principalement en millièmes de pouce (1 000 millièmes de pouce équivalent à 1 pouce). Pour convertir des millièmes de pouce en millimètres, multipliez par 0,0254.

Isolation : Ligne de transmission à ligne de transmission.
Sur tout circuit imprimé, deux lignes de transmission adjacentes présentent un certain degré de couplage, électrique et/ou par champs électromagnétiques (EM), ce qui engendre une isolation non infinie. Les performances d'isolation varient considérablement selon les topologies de lignes abordées dans la partie 1. Le routage sur la couche supérieure offre généralement une isolation inférieure à celle des lignes enterrées en raison du couplage des champs. Outre la topologie de ligne choisie, les principaux facteurs influençant l'isolation sont la fréquence de fonctionnement, la distance entre les lignes et la distance de routage parallèle. De plus, si une topologie enterrée, telle qu'une ligne à bande, est utilisée, toute transition vers la couche supérieure doit être soigneusement conçue afin de maintenir une bonne isolation.
La figure 1 présente une simulation électromagnétique Keysight RFPro de l'isolation en fonction de la fréquence pour deux paires de topologies de lignes de transmission : guide d'ondes coplanaire mis à la terre (GCPW) et GCPW enterré. L'espacement entre les centres de chaque paire de lignes a été fixé à 60 mils, avec une distance de routage parallèle de 200 mils. Des conducteurs de terre de 6 mils, espacés de 25 mils d'axe en axe, ont été utilisés pour la clôture de part et d'autre de chaque ligne. L'isolation simulée du câble GCPW est inférieure à celle du câble GCPW enterré. Il est donc clair qu'une topologie enterrée doit être privilégiée lorsque l'isolation est primordiale.

Figure 1. Isolation simulée du GCPW et du GCPW enterré.

Lignes GCPW vs. Lignes GCPW enterrées : L’impact d’une isolation de 15 dB.
Une faible isolation entre les lignes de transmission sur un circuit imprimé (PCB) peut s’avérer particulièrement problématique dans les applications où l’écart de niveau de signal entre les pistes respectives est important. Dans un système à réseau phasé, si deux blocs VAP (amplitude et phase variables) adjacents fonctionnent respectivement à atténuation minimale et maximale, le couplage des signaux parasites dégrade la linéarité de la fonction de contrôle de gain VAP sur le chemin le plus atténué. Ce comportement a été observé sur l’ ADAR3001, un circuit intégré bipolaire (BFIC) à 4 entrées et 4 sorties (similaire à celui présenté figure 1 de la partie 1), sur un PCB équipé de lignes de transmission GCPW. Le PCB a été repensé avec des lignes GCPW enterrées afin d’améliorer l’isolation entre les lignes. L’
erreur de gain RMS est un indicateur de performance abstrait qui mesure la non-linéarité du contrôle de gain. Dans ce cas, l’erreur de gain RMS a été mesurée sur les deux versions du PCB. La figure 2a présente l'erreur de gain RMS du circuit imprimé d'origine avec GCPW, tandis que la figure 2b présente celle du circuit imprimé repensé avec GCPW enterré. Sur la figure 2a, l'erreur de gain RMS est nettement plus importante lorsque l'atténuateur numérique à paliers (DSA) du VAP est utilisé sur toute sa plage. Ce résultat est prévisible, car l'application est plus sensible à une faible isolation lorsque la différence entre les atténuations du DSA est maximale.
L'isolation améliorée entre les lignes grâce au circuit imprimé avec GCPW enterré a considérablement réduit les erreurs de gain RMS, conformément aux simulations et reflétant les performances réelles du BFIC. Ces résultats démontrent qu'une amélioration même modérée de l'isolation de 15 dB à 30 GHz peut avoir un impact considérable sur les performances mesurées.

Figure 2. Erreurs RMS BFIC sur un PCB avec (a) lignes GCPW par rapport à un PCB avec (b) GCPW enterré.

Isolation de deux lignes parallèles
: On considère généralement que la topologie à lignes de bande offre la meilleure isolation parmi les topologies mentionnées. Afin de vérifier cette hypothèse, une carte expérimentale a été fabriquée pour évaluer l’isolation en fréquence pouvant être obtenue avec une topologie à lignes de bande. Une conception à lignes de bande de 8 mils de large a été utilisée sur la couche 2, sur des diélectriques Rogers 4003C de 8 mils (couche 1 à couche 2) et Rogers 4450T de 8 mils (couche 2 à couche 3). L’entraxe des lignes était de 76 mils et la longueur du trajet parallèle de 300 mils. Ces distances ont été choisies pour simuler approximativement l’espacement moyen entre les broches RF de nombreux circuits intégrés à bandes (BFIC) et le trajet ultérieur des lignes avant leur sortie vers des connecteurs coaxiaux ou d’autres composants. Chaque ligne était dotée de son propre guide de câbles, avec des rails de 0,25 mm d'écartement et un pas de 0,46 mm entre les centres. La figure 3a illustre la disposition des lignes de transmission dans la couche 2 (les plans de masse des couches 1 et 3, qui entourent les lignes de transmission de part et d'autre des diélectriques Rogers, ne sont pas représentés). La mesure d'isolation présentée sur la figure 3b démontre clairement qu'une ligne de transmission continue avec un guide de câbles étroit offre des performances optimales et doit être utilisée lorsque les exigences d'isolation sont très élevées.

Figure 3. Conception d'une plaque expérimentale avec une conception de ligne de bande (la couche 2 est représentée) et (b) les résultats d'isolation de la plaque.

Le graphique d'isolation présente du bruit car l'isolation de la paire de lignes atteint la limite des capacités de mesure de l'analyseur de réseau vectoriel (VNA). L'isolation moyenne sur toutes les fréquences est supérieure à -80 dB. La chute d'isolation observée aux alentours de 26 GHz est due au VNA.

Isolation de deux lignes parallèles avec des vias L1-L2 dos à dos.
Sur la même carte expérimentale que celle présentée dans la section précédente, une autre paire de lignes a été conçue avec les mêmes attributs (géométrie des lignes, placement des vias, espacement des lignes et longueur des pistes parallèles). Cependant, une paire de vias de transition (ou vias consécutifs entre les couches 1 et 2) a été ajoutée à chaque ligne afin d'observer la dégradation de l'isolation lors du passage à la couche supérieure, comme illustré à gauche de la figure 4a. Le routage de la couche supérieure a été maintenu court, à 0,356 mm (14 millièmes de pouce) entre les centres des vias, comme le montre l'image agrandie à droite de la figure 4a.
L'isolation de ces lignes avec vias de transition dos à dos (vias dos à dos entre les couches 1 et 2) a été mesurée et s'est avérée dégradée par rapport aux lignes sans vias de transition, comme illustré sur la figure 4b. Cette expérience souligne l'importance de…

Figure 4. (a) Schéma de montage sur plaque d'essai avec vues agrandie (à gauche) et réduite (à droite) d'une paire de lignes de bande avec vias de transition consécutifs et (b) isolation mesurée de la plaque d'essai avec vias de transition.
Recommandations pour le routage de plusieurs E/S RF :
De nombreux circuits intégrés, notamment les formateurs de faisceau RF, possèdent un grand nombre d'E/S RF, ce qui complexifie le routage et le maintien de bonnes performances RF. Outre le choix et la conception judicieux de la topologie de la ligne de transmission, une mise à la terre appropriée par vias s'étendant jusqu'au composant est essentielle au maintien des performances RF, et en particulier de l'isolation.

Choix de la ligne de transmission :
Le choix de la ligne de transmission doit reposer principalement sur les exigences d’isolation et la géométrie du BFIC. Par exemple, si une isolation d’environ -40 dB suffit, une ligne GCPW peut être utilisée sans problème. Si une isolation d’environ -65 dB est requise, une ligne à bande passante est nécessaire. Il faut ensuite considérer la géométrie du BFIC, notamment la taille de chaque broche, l’espacement entre les broches et la distance entre les broches RF. Par exemple, si le BFIC est un BGA avec un diamètre de bille de soudure de 0,22 mm (5,5 mils), un espacement entre les broches de 0,4 mm (10 mils) et une distance entre les broches RF les plus proches de 1,2 mm (30 mils), et si l'isolation requise est de -65 dB ou plus, la géométrie du BFIC peut accueillir une ligne de bande symétrique avec les dimensions approximatives suivantes : largeur de ligne de 6 mils, épaisseur de diélectrique de 6 mils (au-dessus et en dessous de la ligne) et dégagement côté masse de 10 mils, en supposant une constante diélectrique d'environ trois. La règle générale pour les lignes de bande est que le dégagement côté masse doit être approximativement le double de la largeur de la ligne ; des dégagements plus faibles commencent à affecter l'impédance de la ligne. Des distances plus faibles entre les broches RF nécessiteraient un fil plus fin, tandis qu'une distance plus grande entre les broches RF permettrait un fil plus large. Comme indiqué dans la partie 1, cette dernière option est préférable, car elle augmente la probabilité d'atteindre 50 Ω lors de la fabrication.

Routage près du composant :
lors de l’utilisation d’une ligne de bande, une attention particulière doit être portée à la transition vers la broche du composant dans la couche supérieure, car cette transition peut dégrader considérablement l’isolation si des vias de masse appropriés ne sont pas utilisés. Pour obtenir une isolation optimale, la paroi de masse des vias doit s’étendre autour de l’extrémité de la ligne de bande au niveau de la transition vers le composant, comme illustré sur la figure 5. Ceci permet d’étendre la paroi de masse critique requise pour des performances d’isolation optimales. Le composant doit également comporter des broches de masse, des saillies et/ou des pastilles de masse entourant la broche de signal et s’alignant approximativement avec les vias de la paroi de masse étendue.

Figure 5. Vias entourant la ligne de transmission au niveau du composant et se prolongeant jusqu'à une seule rangée de vias entre les lignes.
Les broches d'E/S RF proches les unes des autres peuvent ne pas offrir suffisamment d'espace pour que chaque ligne de transmission maintienne la même distance entre les vias et le composant. Selon l'espace disponible, les options typiques de répartition des vias sont les suivantes :
1. Utiliser des vias plus petits s'ils ne contreviennent pas aux normes de rapport d'aspect du fabricant pour l'épaisseur du diélectrique.
2. Décaler les vias en dents de scie lorsqu'il y a suffisamment d'espace, si l'absence d'un via sur l'une des lignes à l'interface du composant ne dégrade pas l'isolation.
3. Comme illustré sur la figure 5, utiliser une seule rangée de vias entre les lignes en utilisant des vias de plus grande taille, tout en conservant la même distance entre les bords des trous de via qu'avec les vias plus petits ; cela maintient les performances d'isolation.
4. Utiliser une seule rangée de vias entre les lignes en utilisant des vias de même taille lorsque l'espacement entre les lignes est très limité.
Le choix du moment et de la méthode de répartition dépend largement de l'emplacement des broches d'E/S RF les unes par rapport aux autres sur le composant.
En règle générale, le répartiteur doit être effectué le plus tôt possible afin de minimiser les pistes parallèles et ainsi garantir une isolation maximale. Comme illustré sur la figure 5, le répartiteur peut être effectué immédiatement grâce à la position relative des broches d'E/S RF représentées (et non représentées). Cependant, la figure 6 présente le répartiteur d'un dispositif à 2 canaux et 8 sorties, où chaque canal possède un commutateur 1:4 en sortie, pilotant quatre lignes de transmission de longueurs variables. Dans ce cas, le répartiteur était également limité par le routage des E/S non RF et les circuits associés situés au nord et au sud du dispositif, ce qui restreignait le routage possible des huit lignes de transmission.

Figure 6. Huit sorties RF d'un dispositif à 2 canaux.

Conclusion :
L’avènement des formateurs de faisceaux multicanaux haute fréquence et autres circuits intégrés RF complexifie la conception des circuits imprimés, tant en termes de précision et de transition des lignes de transmission (comme abordé dans la partie 1) que de maintien de l’isolation inter-canaux élevée nécessaire aux performances du dispositif (comme abordé dans la partie 2). Les lignes de transmission RF évoluent progressivement des guides d’ondes coplanaires à masse de surface vers les lignes à bande enterrées. Cependant, même avec ces dernières, il est essentiel de veiller à l’isolation entre les pistes adjacentes en utilisant des interconnexions par vias rapprochées qui entourent complètement les broches du dispositif. De plus, la dispersion rapide des pistes rapprochées à partir du dispositif, créant ainsi un espacement entre elles, contribue au maintien d’une isolation élevée.

À propos de l'auteur :
Joel Dobler est ingénieur d'applications produits senior au sein du groupe Aérospatiale, Défense et Communications, où il se spécialise dans les produits de formation de faisceaux, mais intervient également sur les modulateurs vectoriels et les filtres passe-bas programmables. Il travaille chez Analog Devices depuis 2006, où il a contribué au développement d'une large gamme de produits RF, notamment les détecteurs logarithmiques et RMS, les amplificateurs à gain variable numériques et analogiques, les mélangeurs et les démodulateurs I/Q. Il a obtenu sa licence en génie électrique à l'Université d'État de Washington en 2005 et sa maîtrise en génie électrique à l'Université d'État de Portland en 2006.